ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУИРОВАНИЯ СМЕСИТЕЛЕЙ НА МИКРОСХЕМЕ К(Р)590КН8
В.АРТЕМЕНКО, UT5UDJ,
Украина, 01021, Киев-21, а/я 16.
От малых причин бывают весьма важные последствия.
Козьма Прутков.
При конструировании связной КВ-аппаратуры необходимо использовать узлы, позволяющие реализовать многочисленные требования,предъявляемые современной эфирной помеховой обстановкой. Особенно актуальна проблема реализации высокой реальной избирательности приемного тракта трансивера. Для увеличения реальной избирательности приемного тракта в нем следует использовать малошумящие и сверхдинамичные узлы. Это требование особенно актуально для блоков, располагающихся перед высокодинамичным, с малыми потерями кварцевым ФОС - входного полосового фильтра, УРЧ (если он применяется), первого смесителя, диплексора, установленного после смесителя, и т.д.
Использование хотя бы одного из вышеперечисленных блоков с повышенным уровнем шума и низкими динамическими параметрами сводит на нет все старания по конструированию высококачественной аппаратуры. Кроме того, приемо-передатчики, изготавливаемые в любительских условиях, должны не только обеспечивать высокие параметры и достаточную простоту принципиальной схемы, но и допускать возможность тщательной настройки без применения особой или специальной контрольно-измерительной аппаратуры.
Как указывалось выше, одним из важных узлов высококачественного приемного тракта является первый смеситель. В качестве примера рассмотрим схему смесителя на популярной у радиолюбителей микросхеме К(Р)590КН8А(Б), которую в дальнейшем для краткости будем называть просто 590КН8.
Зарубежные радиолюбители уже довольно давно широко используют подобные микросхемы (SD5000, SD8901, Si8901 и т.д.) в конструкциях смесителей. Попытка использования микросхемы 590КН8 в реверсивном пассивном балансном смесителе трансивера была предпринята и UT2FW[1].
В данной статье обсуждаются особенности конструирования реверсивных пассивных балансных смесителей (БС) на микросхеме 590КН8. Такие смесители могут использовать гетеродинное напряжение как синусоидальной, так и прямоугольной формы.
Конструктивные подходы, изложенные в настоящей статье, вполне пригодны и при создании смесителей с использованием дискретных полевых транзисторов.
Прежде всего следует остановиться на особенностях внутреннего строения микросхемы 590КН8, необходимых для проведения простейшего анализа работы смесителя, реализованного на этой микросхеме. Она содержит в своем составе четыре практически идентичных по своим параметрам полевых транзистора (ПТ) с изолированным затвором и N-каналом (рис.1), поэтому при практической реализации одной и той же схемы смесителя выводы данной микросхемы как между собой, так и с другими деталями смесителя могут быть соединены несколькими способами.
Рис. 1
Транзисторы имеют отдельный вывод подложки р-типа, и для них характерно то, что при отсутствии напряжения на затворе относительно подложки сопротивление канала имеет очень большую величину. При некотором положительном напряжении на затворе относительно подложки (т.н. пороговое напряжение) сопротивление канала уменьшается - в этом случае происходит обогащение носителями канала транзистора [2]. Именно такие транзисторы и применяются в качестве аналоговых ключей. В силу определенных свойств - малого сопротивления канала в проводящем состоянии и большого сопротивления в закрытом состоянии даже на достаточно высоких частотах (вследствие малых проходных емкостей), малых токов утечки, паразитных емкостей и вносимых искажений - эти транзисторы являются почти идеальными ключами, управляемыми напряжением. Главный недостаток таких транзисторов как ВЧ-ключей - наличие паразитных емкостей. Однако их влияние в значительной степени устраняется при использовании достаточно малых сопротивлений, устанавливаемых в цепи затворов, и использования низкоомных источника сигнала и нагрузки (50...400 Ом). Таким образом, получаются почти "идеальные" электронные ключи.
"Идеальный" аналоговый ключ ведет себя аналогично механическому выключателю - в режиме "включено" пропускает через себя к нагрузке без ослаблении и искажений сигналы любого напряжения и любой полярности. Соответственно, в режиме "выключено" сигнал к нагрузке не поступает. При этом ключи на таких ПТ получаются двунаправленными (реверсивными), пропуская через себя в режиме "включено" сигналы в обоих направлениях.
Важно отметить, что для правильного переключения ВЧ-сигналов потенциал на любом выводе 590КН8 должен быть равен или выше потенциала подложки. Для выполнения вышеуказанного условия отрицательное напряжение на подложке относительно канала должно превосходить модуль амплитудного значения напряжения, переключаемого с помощью ключа. Это условие должно выполняться и для гетеродинного напряжения, подаваемого на затворы транзисторов этой микросхемы. Выполнение такого условия необходимо и для того, чтобы не возникало прямое смещение перехода "канал-подложка" при сильных входных сигналах (в таком случае через открытый переход "канал-подложка" начнется утечка напряжения, приводящая к неправильной работе ключа, что повлечет за собой и неправильную работу всего смесителя в целом, так как сильно возрастают искажения).
Таким образом, для каждого транзистора микросхемы 590КН8 должно выполняться соотношение:
¦Uподл.транз. ¦ > ¦Uампл.сигн.¦, и ¦Uподл.транз.¦ > ¦Uампл.гетер.¦.
По-видимому, необходимо превышение модуля напряжения на подложке на несколько вольт относительно модуля амплитуды сигнала. Заметим, однако, что реально смеситель в таких условиях не работает. Обычно должно соблюдаться соотношение:
¦Uампл.сигн.¦ << ¦Uампл.гетер.¦.
При конструировании схем на 590КН8 следует также обращать внимание на следующие важные моменты:
- подложки всех четырех транзисторов в микросхеме соединены вместе;
- между затвором каждого транзистора и подложками включен защитный стабилитрон, предохраняющий от пробоя диэлектрик, отделяющий затвор от канала;
- согласно паспортным данным, выводы 7, 10 и 15 микросхемы нельзя куда-либо подключать.
Существенным является и то, что защитные стабилитроны, входящие в состав микросхемы - односторонние. Такие стабилитроны при прямом смещении ведут себя как обычные диоды, следовательно, нельзя подавать отрицательное напряжение на затвор относительно подложки, поскольку при достаточно мощном источнике питания можно необратимо испортить микросхему.
Для получения максимального динамического диапазона (ДД) смесителя амплитуда гетеродинного напряжения должна значительно превышать пороговое напряжение для транзисторов микросхемы (с учетом ее предельно допустимых рабочих параметров). Учитывая вышеизложенное, предлагается схема реверсивного пассивного балансного смесителя (рис.2), в которой применена микросхема КР590КН8Б. Радикальное отличие предлагаемой схемы балансного смесителя от варианта, опубликованного в [1] - наличие RC-цепочки, включенной между подложкой микросхемы и "землей". Как видно из рисунка, на гетеродинные порты LO и LO подают противофазные гетеродинные напряжения синусоидальной или прямоуголь ной формы (черточка над наименованием порта указывает на то, что напряжение сдвинуто на 180° относительно LO). На RF-порт подается или снимается с него радиочастотное напряжение. Соответственно, с IF-порта снимают (подают на него) напряжение промежуточной частоты (ПЧ).
Рис.2
В принципе, для ВЧ-сигналов не имеет значения, на какой порт (RF или IF) подают, а с какого - снимают сигнал ПЧ (и наоборот).
Однако если один из сигналов является низкочастотным (звуковой частоты), в этом случае его надо снимать (или подавать) со средней точки, образованной соединением обмоток L1 В и L1C ВЧ-трансформатора L1. На рис.2 этот порт обозначен как IF-порт без скобок. Заметим при этом, что в самом общем случае НЧ-сигналом будем считать напряжение частотой менее 100...500 кГц (в зависимости от нижней граничной частоты работы ВЧ-трансформатора L1).
При анализе работы схем сверхдинамичных смесителей, разработанных зарубежными авторами, возникает ряд вопросов, поэтому адаптация подобных разработок без учета логики работы отечественных микросхем приводит к характерным ошибкам, как, например, в [1].
Так, во всех конструкциях смесителей на подложку микросхемы подается отрицательное относительно "земли" и, соответственно, других электродов напряжение [З], что требует применения двухполярного питания. Однако чаще всего в схемах трансиверов используется однополярное напряжение +12...15 В. Тем не менее, благодаря предлагаемому ниже решению, вводить двухполярное питание при использовании 590КН8 не требуется, т.к. проблема решается изготовлением источника постоянного напряжения с использованием возможностей самой микросхемы. В этом случае гетеродинное напряжение отрицательной полярности проходит через стабилитрон (который работает как выпрямительный диод) и заряжает конденсатор С1 практически до амплитудного значения гетеродинного напряжения отрицательной полуволны (на диоде при этом напряжение может падать на 0,5...0,7 В). Резистор R1 необходим, чтобы конденсатор не мог заряжаться до очень высоких напряжений (например, из-за случайных наводок и т.д.), т.е. для повышения надежности работы схемы.
Таким образом, предложенная на рис.2 схема удобна тем, что позволяет обойтись однополярным напряжением (+12 В) и получить отрицательное напряжение смещения на подложке микросхемы относительно "земли" с помощью гетеродинного напряжения.
Для изучения интермодуляционных параметров исследуемых смесителей был собран стенд, включающий в себя установку по измерению интермодуляционных искажений третьего порядка и собственно смеситель. При этом в одном плече смесителя находились транзисторы микросхемы, имеющие выводы затворов 3 и 6, а в другом - выводы 11 и 14.
Интермодуляционная помеха третьего порядка формировалась в смесителе двумя тест-сигналами синусоидальной формы и равной амплитуды (f1 = 12000 кГц и f2 = 14000 кГц), которые подавались на RF-порт. Поскольку в измерительной установке интермодуляционная помеха регистрировалась на звуковой частоте, на гетеродинные порты смесителя подавался сигнал с частотой, несколько большей (меньшей) чем 10000 кГц. При этом частоту гетеродина выбирали так, чтобы получать частоту биений 1000 Гц, которую можно реально услышать с помощью УНЧ и наушников и легко измерить.
Таким образом, изучался уровень интермодуляционной помехи
2f1 - f2 = 10000 кГц.
Сама установка по измерению интермодуляционных характеристик смесителя и точек перехвата третьего порядка IPs позволяла измерять значения, значительно большие чем +50 дБм. УНЧ установки подключался к смесителю через диплексор специальной конструкции, поскольку классическое исполнение схемы диплексора значительно уменьшало значение IP3 тестируемого смесителя.
Как было указано выше, использовался разнос 2 МГц частот, примененных при тестировании смесителя. Скорее всего, для рассматриваемого смесителя при значительно меньшем разносе частот получится иное значение IР3, но в данном случае рассматривались изменения значений IР3 и DRIMD3 (динамического диапазона по интермодуляции третьего порядка) при наличии RC-цепи и при ее отсутствии.
Вначале подложка микросхемы была соединена с RC-цепью (R=100 кОм, С=0,1 мкФ). Напряжение на затворе транзисторов было синусоидальным с амплитудой 11,1 В. Испытания смесителя проводились двухтоновым сигналом. Мощность одного сигнала - +7 дБм (0,5 В на нагрузке 50 Ом). При этом в смесителе производилась помеха третьего порядка с уровнем -68 дБм (соответствует 90 мкВ на нагрузке 50 Ом).
Значение IР3 смесителя определялось по известной формуле
IP3=(3Pтест-РIMD3)/2
где IР3 - точка перехвата третьего порядка данного устройства;
Ртест - мощность, приходящаяся на один тон в двухтоновом измерительном сигнале;
PIMD3 - мощность возникающей в смесителе интермодуляционной помехи (искажения) третьего порядка, слышимой в данном случае на частоте 1 кГц.
Таким образом,
IP3 = (3*7+68)/2 = 44,5 дБм.
Если предположить, что уровень собственных шумов, приведенный ко входу смесителя, составляет около 0,2...0,3 мкВ (типичные значение для таких смесителей), то ДД по интермодуляции третьего порядка DRIMD3 paвен примерно 110 дБ (конкретно в данном случае - 113 дБ).
При нагрузке IF-порта сопротивлением 50 Ом, на 50-омной нагрузке RF-порта присутствовало ВЧ-напряжение гетеродина с уровнем 0,25 В. При нагрузке RF-порта сопротивлением 50 Ом, на 50-омной нагрузке IF-порта присутствовало ВЧ-напряжение гетеродина с уровнем 0,14 В. Плохое подавление напряжения гетеродина в смесителе вполне понятно - ведь такой смеситель специально не подавляет это напряжение (он не сбалансирован по напряжению гетеродина), а все транзисторы находятся на одном кристалле и очень близко друг от друга. В реальной конструкции трансивера остаток напряжения гетеродина (при отсутствии подчисточного фильтра-диплексора) может привести к компрессии УПЧ, т.е. к "забитию" трансивера и ряду других отрицательных явлений, значительно ухудшающих работу аппарата.
После "закорачивания" подложки микросхемы на "землю", значение IP3 смесителя существенно упало. Поскольку чувствительность смесителя (т.е. уровень собственных шумов, приведенных ко входу) при этом практически изменяется мало, то произошло значительное снижение ДД по интермодуляции третьего порядка (снижение DRIMD3 "сверху").
Подав два тест-сигнала с уровнями по -13 дБм (т.к. уровень +7 дБм оказался для этой цепи очень высок), получили мощность производимой в смесителе интермодуляционной помехи -71,4 дБм (60 мкВ/50 Ом).
В этом случае значение точки перехвата третьего порядка смесителя составило:
IP3=(3*(-13)+71,4))/2 = +16,2 дБм
По сравнению с рассмотренной выше схемой, "закорачивание" подложки микросхемы на "землю" (как предложено в [1]) приводит к значительному снижению значения 1Рз смесителя:
44,5 - 16,2 = 28,3 дБм.
Динамический диапазон по интермодуляции третьего порядка DRiMD3 при таком включении смесителя составил примерно 94 дБ.
Таким образом, произошло снижение ДД по интермодуляции третьего порядка:
113*94 = 19 дБ.
И это при отчаянной борьбе конструкторов приемной аппаратуры за каждый децибел!
После смесителя с указанными параметрами в конструкции [1] установлен довольно слабодинамичный реверсивный усилитель, так что, в принципе, даже улучшение схемы смеси теля в этой конструкции, скорее всего, не будет замечено!
Следует также отметить, что "закорачивание" подложки 590КН8 на "землю" приводит к возрастанию уровня неподавленного напряжения гетеродина на RF- и IF-портах смесителя (по сравнению со схемой смесителя, имеющей RC-цепь). Так, при нагрузке IF-порта на сопротивление 50 Ом, на 50-омной нагрузке RF-порта присутствовало ВЧ-напряжение гетеродина с уровнем 0,25 В Но при аналогичной нагрузке RF-порта на 50-омной нагрузке IF-порта уже присутствовало напряжение гетеродина с уровнем 0,49 В!
Практическая реализация балансного смесителя на микросхеме 590КН8 приведена на рис.3.
Рис. 3
|
Параметр смесителя |
RC-цепь отсутствует, подложка "закорочена" на "землю"[1] |
RC-цепь присутствует, ULO = 11,1 В (рис.2 и 3) |
|
IP3 |
+16,2 дБм |
+44,5 дБм |
|
DRIMD3 |
94 дБ |
113 дБ |
|
Напряжение на RF-порте |
0,25 В |
0,25 В |
|
Напряжение на IF-порте |
0,49 В |
0,14 В |
Таблица иллюстрирует данные сравнения параметров смесителя при отсутствии RC-цепи (подложка микросхемы закорочена на "землю", как в [1]) и при ее наличии (авторский вариант, рис.2 и 3). Соответственно, при закорачивании подложки на "землю" в схемах рис.2 и 3 получаем результаты, соответствующие данным второго столбца таблицы.
В заключение коротко остановимся на методической стороне анализа микросхемы типа 590КН8. Учитывая, что ПТ микросхемы 590КН8 не являются строго симметричными, следует все же говорить конкретно об истоке и стоке транзистора, ориентируясь при этом на заводскую "Инструкцию". Поскольку по обозначению на схеме ПТ с изолированным затвором и отдельным выводом подложки нельзя однозначно судить, где сток, а где исток (знак "?" на рис.4а), в данном случае предлагаю ввести следующие обозначения - сток обозначается уходящей из транзистора стрелкой, а исток, соответственно - входящей стрелкой (рис.46).
Рис. 4
В любом случае, давно пришло время поднять вопрос неоднозначности чтения в подобных схемах выводов стока и истока ПТ с изолированным затвором (затворами) и отдельными выводами подложки (подложек). Предложение автора является лишь первым шагом на пути однозначного обозначения выводов ПТ в схемах на основе данных транзисторов.
Литература
1. Тарасов А, Портативный КВ-трансивер. - Радиолюбитель. KB и УКВ, 2000, N6...12.
2. Ронжин Ю.Н. Полупроводниковая радиоэлектроника. - Киев: Радянська школа,1982.
3. Mixers, Modulators and Demodulators. The ARRL HandBook for Radio Amateurs. - The American Radio Relay League, Newington, 1997, p.p.15.13...15.35.
КВ и УКВ 3/2002